微波技术与天线复习题(DOC)

微波技术与天线复习题

一、 填空题

1微波与电磁波谱中介于（超短波）与（红外线）之间的波段，它属于无线电波中波长（最短）的波段，其频率范围从（300MHz）至（3000GHz）,通常以将微波波段划分为（分米波）、（厘米波）、（毫米波）和（亚毫米波）四个分波段。

2对传输线场分析方法是从（麦克斯韦方程）出发，求满足（边界条件）的波动解，得出传输线上（电场）和（磁场）的表达式，进而分析（传输特性）。

3无耗传输线的状态有（行波状态）、（驻波状态）、（行、驻波状态）。

4在波导中产生各种形式的导行模称为波导的（激励），从波导中提取微波信息称为波导的（耦合），波导的激励与耦合的本质是电磁波的（辐射）和（接收），由于辐射和接收是（互易）的，因此激励与耦合具有相同的（场）结构。

5微波集成电路是（微波技术）、（半导体器件）、（集成电路）的结合。

6光纤损耗有（吸收损耗）、（散射损耗）、（其它损耗），光纤色散主要有（材料色散）、（波导色散）、（模间色散）。

7在微波网络中用（“路”）的分析方法只能得到元件的外部特性，但它可以给出系统的一般（传输特性），如功率传递、阻抗匹配等，而且这些结果可以通过（实际测量）的方法来验证。另外还可以根据

微波元件的工作特性（综合）出要求的微波网络，从而用一定的（微波结构）实现它，这就是微波网络的综合。

8微波非线性元器件能引起（频率）的改变，从而实现（放大）、（调制）、（变频）等功能。

9电波传播的方式有（视路传播）、（天波传播）、（地面波传播）、（不均匀媒质传播）四种方式。

10面天线所载的电流是（沿天线体的金属表面分布），且面天线的口径尺寸远大于（工作波长），面天线常用在（微波波段）。 11对传输线场分析方法是从（麦克斯韦方程）出发，求满足（边界条件）的波动解，得出传输线上（电场）和（磁场）的表达式，进而分析（传输特性）。

12微波具有的主要特点是（似光性）、（穿透性）、（宽频带特性）、（热效应特性）、（散射特性）、（抗低频干扰特性）。

13对传输线等效电路分析方法是从（传输线方程）出发，求满足（边界条件）的电压、电流波动解，得出沿线（等效电压、电流）的表达式，进而分析（传输特性），这种方法实质上在一定条件下是（“化场为路”）的方法。

14传输线的三种匹配状态是（负载阻抗匹配）、（源阻抗匹配）、（共轭阻抗匹配）。

15波导的激励有（电激励）、（磁激励）、（电流激励）三种形式。

16只能传输（一种模式）的光纤称为单模光纤，其特点是（频带很宽）、（容量很大），单模光纤所传输的模式实际上是圆形介质波导内的主模（HE11），它没有（截止频率）。

17微波网络是在分析（场）分布的基础上，用（路）的分析方法，将微波元件等效为（电抗或电阻）元件，将实际的导波传输系统等效为（传输线），从而将实际的微波系统简化为（微波网络）。 18微波元件是对微波信号进行必要的（处理）或（变换），微波元件按变换性质可以分为（线性互易元器件）、（非线性互易元器件）、（非线性元器件）三大类。

19研究天线的实质是研究天线在空间产生的（电磁场）分布，空间任意一点的电磁场都满足（麦克斯韦方程）和（边界条件），因此求解天线问题实质是求解（电磁场方程并满足边界条件）。 20横向尺寸远小于纵向尺寸并小于（波长）的细长结构天线称为线天线，它们广泛地应用于（通信、雷达）等无线电系统中，它的研究基础是（等效传输线理论）。

21用口径场方法求解面天线的辐射场的方法是：先由场源求得口径面上的（场分布），再求出天线的（辐射场），分析的基本依据是（惠更斯――菲涅尔原理）。 二、 问答题

1、抛物面天线的工作原理是什么？(8分)

答：置于抛物面天线焦点的馈源将高频导波能量转变成电磁波能量并投向抛物反射面，如果馈源辐射理想的球面波，而且抛物面口径尺寸

为无限大时，则抛物面就把球面波变为理想的平面波，能量沿Z轴正向传播，其它方向的辐射为零，从而获得很强的方向性。 2、什么是视距传播？简述其特点。（8分） 1）

发射天线和接收天线处于相互能看得见的视线范围内的传播

方式叫视距传播。……………………….3 2）

特点为：………………….5

a.rV4.12h1h2103(m)

b.大气对电波将产生热吸收和谐振吸收衰减。

ejkrF c.场量：EEaf()r3.什么是微波？其频率范围是多少？它分为几个波段

答：微波在电磁波谱中介于超短波与红外线之间的波段，它属于无线电波中波长最短的波段，其频率范围从300MHz至3000GHz,通常以将微波波段划分为分米波、厘米波、毫米波和亚毫米波四个分波段。（7分）

4.什么是波导的激励和耦合？激励与耦合的本质是什么？激励与耦合的场结构是否相同？（5分）

答：在波导中产生各种形式的导行模称为波导的激励，从波导中提取微波信息称为波导的耦合，波导的激励与耦合的本质是电磁波的辐射和接收，由于辐射和接收是互易的，因此激励与耦合具有相同的场结构。

5.微波具有的哪些主要特点（6分）

答：微波具有的主要特点是似光性、穿透性、宽频带特性、热效应特

性、散射特性、抗低频干扰特性。

6．天线研究的实质是什么？并阐述抛物面天线的工作原理（9分） 答：①研究天线的实质是研究天线在空间产生的电磁场分布，空间任意一点的电磁场都满足麦克斯韦方程和边界条件，因此求解天线问题实质是求解电磁场方程并满足边界条件。

②置于抛物面天线焦点的馈源将高频导波能量转变成电磁波能量并投向抛物反射面，如果馈源辐射理想的球面波，而且抛物面口径尺寸为无限大时，则抛物面就把球面波变为理想的平面波，能量沿Z轴正向传播，其它方向的辐射为零，从而获得很强的方向性。 7．什么是天波传播？天波静区的含义是什么？(5分)

答：1）发射天线发射出的电波，在高空中被电离层反射后到达接收点的传播方式叫天波传播。……….2 3）

当0min时，以发射天线为中心的一定半径内不能有天波到

达，从而形成一个静区，这个静区叫天波的静区。………..3 四、解答题

1、已知工作波长5mm，要求单模传输，试确定圆波导的半径，并指出是什么模式？(10分)

解：1）明确圆波导中两种模式的截止波长： CTE113.4126a;CTM012.6127a………….4

2）题意要求单模传输，则应满足：2.6127a3.4126a……3 3）结论：在1.47mma1.91mm时，可保证单模传输，此时传输的模式为主模TE11……3

2、一卡塞格伦天线，其抛物面主面焦距：f2m，若选用离心率为

e2.5的双曲副反射面，求等效抛物面的焦距。(5分)

解：（1）写出等效抛物面的焦距公式：………..3

feAfe1f e1（2） 将数据代入得：……2

fe4.67m

3、已知圆波导的直径为5cm，填充空气介质，试求 1） 2）

TE11、TE01、TM01三种模式的截止波长

当工作波长分别为7cm,6cm,3cm时，波导中出现上述哪些模

式。 3）

当工作波长为7cm时，求最低次模的波导波长。(12分)

解：1）求截止波长……………..3 TE11：CTE113.4126a85.3150mm TM01：CTM012.6127a65.3175mm TE01:CTE011.6398a40.9950mm 2）判断………………….6

a．当工作波长70mmCTE11时，只出现主模TE11。 b．当工作波长60mmCTE11,CTM01，便出现TE11，TM01。 c．当工作波长30mmCTE11,CTM01,CTE01，便出现TE11，TM01，TE01。

3）求波导波长…………………3

g21(2)c122.4498mm

4、一卡塞格伦天线，其抛物面主面焦距：f2m，若选用离心率为

e2.4的双曲副反射面，求等效抛物面的焦距。(5分)

解：1）写出等效抛物面的焦距公式：………..3

feAfe1f e12）将数据代入得：……2

fe4.86m

五．计算题（共 61分，教师答题时间30分钟）

［例 1- 4］设无耗传输线的特性阻抗为50Ω, 工作频率为300MHz, 终端接有负载Zl=25+j75(Ω), 试求串联短路匹配支节离负载的距离l1及短路支节的长度l2。

解: (1)求参数

由工作频率f=300MHz, 得工作波长λ=1m。终端反射系数

11ej1Z1Z0 =0.333+j0.667=0.74ej1.1071Z1Z0

驻波系数 (2)求长度

11116.81

第一波腹点位置 lmax110.0881（m） 4调配支节位置 l1lmax1调配支节的长度 l21arctan0.1462(m) 21arctan0.1831 2图 2 - 3 给出了标准波导BJ-32各模式截止波长分布图。

[例2-1] 设某矩形波导的尺寸为a=8cm,b=4cm; 试求工作频率在3GHz时该波导能传输的模式。 解：

1)求波长f3GHzc0.1(m)f 2）计算模式波长并判断cTE2a0.16(m)10

cTE2b0.08(m)01cTM112abab220.0715(m) 3）结论

可见，该波导在工作频率为3GHz时只能传输TE10模 ［例 6 -3］确定电基本振子的辐射电阻。

解: 1）电基本振子的远区场

设不考虑欧姆损耗, 则根据式（6 -2 -4）知电基本振子的远区场为

Ej60πIlsinejkr r2）求辐射功率

将其代入式（6 -3 -7）得辐射功率为

r260IlP240πr202ππ0sin2sindd12IR 2 3） 所以辐射电阻为

lR80π2

2[例6－4］一长度为2h(h<<λ)中心馈电的短振子, 其电流分布为:

I(z)I0(1zh), 其中I0为输入电流, 也等于波腹电流Im 试求:

① 短振子的辐射场（电场、 磁场）； ② 辐射电阻及方向系数； ③ 有效长度。

解: 1）此短振子可以看成是由一系列电基本振子沿z轴排列组成的, 如图 6 -9 所示。

2）z轴上电基本振子的辐射场为：

dEj60sinejkrI(z)dz r 3）整个短振子的辐射场为

ejkrEjsinI(z)dz hr60h由于辐射场为远区, 即r>>h, 因而在yOz面内作下列近似:

rrzcos 11 rrk2/

所以

ejkrEθj30ksinθrhhI0(1zh)ejkzcosθdz

4）进一步变换整个短振子的辐射场 令积分：

F1ejkzcosdzhh2sin(khcos)

kcosF2hh24sin(khcos)zjkzcos2sin(khcos)2 edzhkcoshk2cos2则

2sin(khcos)12F1F2 hkcos2因为h<<λ, 所以

F1+F2≈h 因而有

ejkrEj30I0(khsin)

rHEjkhI0sinejkr 4r5）求辐射电阻 辐射功率为

12pEHsindd 002将E和H代入上式, 同时考虑到

p12I0R 2短振子的辐射电阻为

R802(h)2

6）方向系数为

D4020F(,)sindd21.5

由此可见, 当短振子的臂长h >>λ时, 电流三角分布时的辐射电阻和方向系数与电流正弦分布的辐射电阻和方向系数相同, 也就是说, 电流分布的微小差别不影响辐射特性。因此, 在分析天线的辐射特性时, 当天线上精确的电流分布难以求得时, 可假设为正弦电流分布, 这正是后面对称振子天线的分析基础。 7）有效长度

现在我们来讨论其有效长度。 根据有效长度的定义, 归于输入点电流的有效长度为

heinI0I0hh(1zh)dzh

这就是说, 长度为2h、电流不均匀分布的短振子在最大辐射方向上的场强与长度为h、电流为均匀分布的振子在最大辐射方向上的场强相等, 如图 6 -10 所示。 由于输入点电流等于波腹点电流, 所以归于输入点电流的有效长度等于归于波腹点电流的有效长度， 但一般情况下是不相等的。

6.4 接收天线理论

［例8-4］画出两个平行于z轴放置且沿x方向排列的半波振子, 在d=λ/4、ζ=π/2时的H面和E面方向图。 解:1) H面方向图函数

将d=λ/4、ζ=-π/2 代入式（8-2-11），得到H面方向图函数为

πFH()cos(cos1) (8-2-14)

4

天线阵的H面方向图如图8－11，在由图8－11可见，在0时辐射最大，而在时辐射为零，方向图的最大辐射方向沿着阵的轴线（这也是端射阵）。请读者自己分析其原因。

2) E面方向图函数

将d=λ/4、ζ=π/2代入式（8-2-10） ，得到E面方向图函数为

coscos2cosπ(sin1) (8-2-15) FE()sin4显然，E面的阵方向图函数必须考虑单个振子的方向性。图8－12示出了利用方向图乘积定理得出的E面方向图。

由图8-12可见, 单个振子的零值方向在θ=0°和θ=180° 处, 阵因子的零值在θ=270°处, 所以, 阵方向图共有三个零值方向, 即θ=0°、θ=180°、θ=270°, 阵方向图包含了一个主瓣和两个旁瓣。

［例 9 -1］设有一矩形口径a×b位于xOy平面内, 口径场沿y方向线极化, 其口径场的表达式为:EyS1形分布, 其中|x|≤。 求:

a22x , 即相位均匀, 振幅为三角a

① xOy平面即H平面方向函数; ② H面主瓣半功率宽度; ③ 第一旁瓣电平; ④ 口径利用系数。 解:1）远区场的一般表达式 根据远区场的一般表达式:

ejkR1cosSjk(xSsincosySsinsin EM  j  ds EeR2S （ 1）

求EH?

2x和dSdxsdys一并代入上式, 并令=0得 ： aSESEy1

ejkR1cosEHjR22xS1a/2aa/2b/sjkxSsindxSdySeb/sejkR1cosa/22jkxSsinjkxSsinjb(1xS)eedxS0R2a

最后积分得

EHAS1sin/2

2/22其中，

ejkR1cosAj

R2Sab kasin 23）求H面方向函数 所以其H面方向函数为

sin(kasin/2)1cos FH()kasin/2224）求主瓣半功率波瓣宽度 由

求得主瓣半功率波瓣宽度为

sin(kasin)14ka2sin4

20.5H73a

5）第一旁瓣电平为 20log100.0526(dB) 6）求方向系数 将Emaxab2xS2S12S和Pa(1代入（9－2－12）)dxS2bdyS2R22a7202得方向系数：

D4S3 24所以口径利用系数 υ=0.75。

可见口径场振幅三角分布与余弦分布相比，主瓣宽度展宽, 旁瓣电平降低, 口径利用系数降低。

1 [综合类]设无耗传输线的特性阻抗为50Ω, 工作频率为300MHz, 终端接有负载Zl=25+j75(Ω), 试求串联短路匹配支节离负载的距离l1及短路支节的长度l2（只需要求一种情况）（16分）。

解: (1)求参数

由工作频率f=300MHz, 得工作波长λ=1m。终端反射系数

11ej1Z1Z0 =0.333+j0.667=0.74ej1.1071Z1Z0

驻波系数 (2)求长度

第一波腹点位置：

11116.81

lmax110.0881（m） 4调配支节位置： l1lmax1调配支节的长度：

l21arctan0.1831 21arctan0.1462(m) 22[三基类]试证明工作波长λ, 波导波长λg和截止波长λc满足以下关系（10分）: gc2g2c

证明：（1）明确关系式

2 （1） kkkc22 （2）

kc2c2 （3） （4）

g（2）结论

将（2）（3）、（4）代入（1）中得结论

2k2(22)2gc2c2g

c)2(g3 [一般综合]试求图示网络的［A］矩阵, 并确定不引起附加反射的条件（12分））。

附：

解：（1）将网络分解成两个并联导纳和短截线网络的串接，于是网络的［A］矩阵为：

AA1A2A3

(2)查表4.2得到网络的［A］矩阵为：

1AjB0cosjZ0sin0jsin10cos1ZjB010

cosB0Z0sinjZ0sinjsin22jBcosjBsincosBsin000Z0ZinAZ0BZ0

CZ0D则：B02Y0cot

4[一般综合]一长度为2h(h<<λ)中心馈电的短振子, 其电流分布为:

I(z)I0(1zh), 其中I0为输入电流, 也等于波腹电流Im , 已知短振子

ejkr(khsin) 、 的辐射场（电场、 磁场）表达式为：Ej30I0rHEjkhI0sinejkr 4r试求: ①辐射电阻 ②方向系数；

③ 有效长度。（15分） 解: 1）求短振子的辐射电阻 由于短振子的辐射场为：

ejkrEj30I0(khsin)

rHEjkhI0sinejkr 4r则辐射功率为

122pEHrsindd

200将E和H代入上式, 同时考虑到

p12I0R 2短振子的辐射电阻为

R802(h)2

2）方向系数为

D4020F(,)sindd21.5

3）有效长度

归于输入点电流的有效长度为

Ihein0I0hh(1zh)dzh

5[三基类]有两个平行于z轴并沿x轴方向排列的半波振子, 已知

cos(cos)2半波振子的方向函数为：;阵因子为：cos，其中2sinkdsincos ；当d=λ/4, ζ=π/2时，试分别求其E面和H面

方向函数, （8分）

解：（1）由方向图乘积定理：二元阵的方向函数等于元因子和阵因子方向函数之乘积，于是有：

cos(cos)2cos;

sin2F()其中：kdsincos

(2)当00时，得到E面方向函数：

FE()cos(cos)2cos(1sin);

sin4(3)当900时，得到H面方向函数：

FH()cos4(1cos);

1 [综合类] 一均匀无耗传输线的特性阻抗为70Ω,负载阻抗为Zl=70+j140Ω, 工作波长λ=20cm。试计算串联支节匹配器的位置和长度（16分）。 解：(1)求终端反射系数 (2)求驻波比

11115.8

Z1Z00.707450 Z1Z0（3）求串联支节的位置

l111arctan2.5cm 42（4）调配支节的长度： l21arctan3.5cm 22[三基类]设某矩形波导的尺寸为a=8cm,b=4cm; 试求工作频率在3GHz时该波导能传输的模式。（10分） 解：

1)求波长f3GHzc0.1(m)f 2）计算模式波长并判断cTE2a0.16(m)10

cTE2b0.08(m)01cTM112abab220.0715(m) 3）结论

可见，该波导在工作频率为3GHz时只能传输TE10模 3[一般综合]试求如图所示并联网络的［S ］矩阵。（14分）

解:(1)写出参数方程

u1u2 i1Yu2(i2)

（2）根据入射波、反射波与电压、电流的关系：

u1a1b1，i1a1b1 u2a2b2，i2a2b2

（3）由（1）、（2）变换得到：

b1Y2a1a2 2Y2Y

b22Ya1a2 2Y2Y(4)结论

YS2Y22Y22Y Y2Y4[一般综合]长度为2h(h<<λ)沿z轴放置的短振子, 中心馈电, 其电流分布为I(z)=Im·sink(h-|z|), 式中k=2π/λ, 知短振子的辐射场（电

EEejkr22HEj30Imkhsin120 r场、 磁场）表达式为： 、

试求短振子的 ① 辐射电阻。

② 方向系数。

③ 有效长度（归于输入电流）。（13分） 解：1）求短振子的辐射电阻 由于短振子的辐射场为：

EEejkr22khsin 、 H Ej30Im120r将E和H代入上式,则辐射功率为

12pEHsindd200r2Emax224010(kh)4020sin2sindd

同时考虑到

p12ImR 2

短振子的辐射电阻为

R20(kh)4

2）方向系数为

D4020F(,)sindd21.5

3）有效长度

归于输入点电流的有效长度为

heinImImhhsink(hz)dzh

5 [三基类]六元均匀直线阵的各元间距为λ/2, 求： ① 天线阵相对于ψ的归一化阵方向函数。

② 分别求出工作于边射状态和端射状态的方向函数。 (8分） 解：（1）由公式A()ψ的归一化阵方向函数：

A()1sin3; 6sin21NsinN2sin;当N=6时则得天线阵相对于

2其中kdsincos

（2）求工作于边射状态和端射状态的方向函数 ①当0时为边射阵的归一化方向函数

A()1sin(3cos);

6sin(cos)2②当kd时为端射阵的归一化方向函数

A()1sin3(cos1));

6sin(cos1))21[综合类]设某一均匀无耗传输线的特性阻抗为Z050，终端接有未知负载Z1现在传输线上测得电压最大值和最小值分别是100mV和20mV,第一电压波节位置离负载lmin1，试求该负载的阻抗Z1。（16

3分） 解：1）VmaxVmin5……………3

2）112…………3 13 3）lmin11;1……….3 4433j 4）11e 5）12je3…………..3 3Z1Z011;Z1Z082.4.30…………4 Z1Z0112、[一般综合]如图求双端口网络的Z矩阵和Y矩阵（12分）

解：1）由Z矩阵的定义：…………….6 Z11 Z12 Z22V1I1V1I2V2I2ZAZC

I20

ZCZ21

I10ZBZC

I10

则：ZZAZCZC ZBZCZC2）求Y……………6

YZ11ZAZB(ZAZB)ZCZBZCZCZC

ZAZC3、[一般综合]设矩形波导宽边a2.5cm，工作频率为：f10GHz，用

g4阻抗变换器匹配一段空气波导和一段r2.56的波导，如图求匹配

介质的相对介电常数r及变换器的长度。（12分）

解：1）各部分的等效特性阻抗如图

Z0•Z0Z0 2）根据传输线的四分之一波长阻抗变换性：，rr2得rr1.6。 ………………5 3）求波导波长：c3cm;fr2.37cm

波导波长为：g1(2a2.69cm……………..4 )2 4）求变换器的长度：lg40.67cm……………….3

4[三基类型]直立振子天线的高度h10m，其电流分布表达式为：

I(z)Imsin(hz)，当工作波长300m，求它归于波腹电流的有效高

度？（10分） 解：1）写出表达式

ImhenI(z)dzImsin(hz)dz00hh2Imsin2h2

2）求有效高度

hen2sin2h21m

1、

[综合类]设有一无耗传输线，终端接有负载Z140j30()，求：

1）、要使传输线的驻波比最小，则该传输线上的特性阻抗是多少？ 2）、此时的最小反射系数及驻波比是多少？ 3）、离终端最近的波节点位置在何处？（19分） 解：1）求Z0?……………7

Z1Z0(40Z0)2302 a.1 Z1Z0(40Z0)2302 b.求

1Z0?

402302Z020，得：Z050 2）求反射系数及驻波比………….7

Z1Z01j32 a.1e

Z1Z03 b.11112

3）求zmin1?……………………5

zmin100144，代入得：zmin1

3822、[一般综合]如图求终端接匹配负载时的输入阻抗，并求出输入端匹配条件。(14分)

解：1）、求Zin?………………8

1)jXZ0(1BX)j(2X1)1jBBZinjBZjX1(1BX)jBZ00jB(Z0

2）由匹配条件：………………6

1B2Z021ZinZ0求得：X；一般取：XZ0,B。

Z02B3、[一般综合]如图，有一驻波比为1.75的标准失配负载，标准波导的尺寸为ab021cm2，当不考虑阶梯不连续性电容时，求失配波导的窄边尺寸b1。(14分)

解：1）根据等效传输线理论，设波导的主模为TE10，则其等效特性

阻抗：……4 Ze1b0bZTE10;Ze21ZTE10 aa 2）求反射系数…………5 Ze1Ze2b0b1

Ze1Ze2b0b13)求b1?……………5 10.2727，求出：b10.57 14、［三基类]确定沿Z轴放置的电基本振子的方向系数（10分） 解：1）写出电基本振子的归一化方向函数 F(,)sin……………..3 2）求D D2、

4020sinsindd21.5………………7

B[综合类]设有一无耗传输线，终端接有负载Z140j30()，

求：

1）、要使传输线的驻波比最小，则该传输线上的特性阻抗是多少？ 2）、此时的最小反射系数及驻波比是多少？ 3）、离终端最近的波节点位置在何处？（19分） 解：1）求Z0……………7

Z1Z0(40Z0)2302 a.1 Z1Z0(40Z0)2302 b.求

1Z0?

402302Z020，得：Z050 2）求反射系数及驻波比………….7

Z1Z01j32 a.1e

Z1Z03 b.11112

3）求zmin1?……………………5

zmin1004432，代入得：zmin1

182、[一般综合]如图求双端口网络的Z矩阵和Y矩阵（15分）

解：1）由Z矩阵的定义：…………….6 Z11 Z12 Z22则：ZV1I1V1I2V2I2ZAZC

I20

ZCZ21

I10ZBZC

I10ZAZCZC

ZBZCZC2）求Y……………6

YZ1ZBZC1ZAZB(ZAZB)ZCZCZC ZAZC

3、[一般综合]设矩形波导宽边a2.5cm，工作频率为：f10GHz，用

g4阻抗变换器匹配一段空气波导和一段r2.56的波导，如图求匹配

介质的相对介电常数r及变换器的长度。（12分）

解：1）各部分的等效特性阻抗如图

Z0•Z0Z0 2）根据传输线的四分之一波长阻抗变换性：，rr2得rr1.6。 ………………5 3）求波导波长：c3cm;fr2.37cm

波导波长为：g1(2a2.69cm……………..4 )2 4）求变换器的长度：lg40.67cm……………….3

4[三基类型]直立振子天线的高度h10m，其电流分布表达式为：

I(z)Imsin(hz)，当工作波长300m，求它归于波腹电流的有效高

度？（10分） 解：1）写出表达式

hhImhenI(z)dzImsin(hz)dz002Imsin2h2

2）求有效高度

hen2sin2h21m