基于L6561高功率因数反激变换器的设计方程

基于L6561高功率因数反激变换器的设计方程

引言

使用L6561芯片的反激变换器的三种不同电路可以认为是一样的。如图1所示。

电路1a和1b是基本的反激变换器。前者临界电流连续工作模式（TM即处于电感电流连续和断续的边界上）运行频率与输入电压和输出电流有关。后者以固定频率运行，使用同步信号，完全与等效于一般基于标准PWM控制器的反激变换器。

图1C是最广泛应用L6561完成PFC功能的电路，工作在临界连续模式，但与一般反激完全不同：输入电容很小，输入正弦波。此外，控制环路带宽很窄，出的两倍电网频率的纹波不敏感。

电压很接近整流的以至于对出现在输

实际上，该拓扑呈现的高功率个额外的优点，但不是因此有吸引事实上，尽管PF很容易达到大于网，要符合有关线电流THD的挑战。

图1a 临界模式反激变换器

因数可以认为是一 力的主要的理由。0.9, 特别是通用电EMC规范确实是个

然而，在低功率范围（这里不使用EMC规范－指谐波电流）某些应用，受益于高PF反激变换器能提供的优点。这些优点归纳如下：

 对于给定功率，输入电容小200倍。在整流桥后面，用小尺寸和便宜的薄膜电容代

替大的、高成本电解电容。

 在重载时效率高，最高可达90%。临界连续保证MOSFET导通损耗低和/或高功率因数减少整流桥损耗。因而，散热器较小。

 零件数量少。这减少采购麻烦和装配成本。

此外L6561独特性能在大量使用时有显著优点：

 即使在很轻负载时很高的效率：L6561很低的电流消耗减少了启动电阻和

自供电源的损耗。基于L6561的高

图1b 同步反激 图1c 高PF

反激

PF反激变换器很容易满足Blue Angel

Relation(蓝色天

使条例)。

 可以使用附加功能： L6561提供过压保护功能，并能够通过ZCD脚实现通/断变换器。

此外，还有些缺点。固有的高功率因数拓扑变换器可以适合的应用（AC－DC适配器，充电器，低功率开关电源，等等），还应当知道：

 在输出有两倍电网频率纹波，如果要求高功率因数，纹波不可避免。要用很大电容减少纹波。提高闭环速度可在合理低输出纹波和合理高功率因数之间折中。

 瞬态响应差：要提供闭环速度要在合理的瞬态响应和合理高功率因数之间折中。

 需要很大输出电容量（数千μF，与输出功率有关）。但是，需要便宜的标准电容和廉价高质量元件。实际上， ESR低就可自然达到恰当交流电流能力。此外，在常规反激变换器中，通常也有很大输出电容，这是司空见惯的。

 如果输出纹波和瞬态要求严格，需要二次后续调节。但对标准反激也是如此。

 在重载时，系统不能适应电网丢失几周期，除非使用更大的输出电容。

图2 L6561内部方框图

以下，将详细

讨论高PF反激变换器工作原理和建立用于设计的各种关系。

预先说明

为了得到高功率因数反激变换器工作在临界连续模式方程，给出L6561的内部方框图（参看图2）。而L6561 的详细工作原理，请参看文献【1】。

先作如下假设：

1. 电网电压是优良的正弦波，整流桥是理想的，这样L6561的乘法器输入接收的整流后的电压是整流正弦波（全波）：

Uin(t)Upsint 其中：60Hz）。

Up2Ui；Ui－输入电压有效值。2f－电网角频率；f－电网频率（50或

2. L6561误差放大器的输出（Vcomp）在给定半周期内是常数。

3. 变压器效率为1,同时线圈之间耦合优良。

4. 忽略ZCD电路延迟，于是电路完全工作在电流临界连续模式。

根据前面两个假设，峰值初级电流是正弦全波的包络：

I1p(t)I1psint （1）

根据第三个假设，次级峰值电流正比于初级电流，比例系数为初级与次级匝比：

I2p(t)nI1p(t)

为简化符号，在以下正弦量的相角用

t

同时所有与瞬时电网电压有关的量将是θ的函数，代替时间函数。

定时关系

功率开关导通时间表示为

L1I1p()Uin()

TonL1I1PUp （2）

其中L1－变压器初级电感。

式（2）表示Ton在整个半周期内是常数，与断续模式Boost变换器完全相同。而截止时间是可变得：

ToffL2L2I2p()n2nI1p()L2I1Psin()UoUfUoUfnUoUf （3）

其中 Ls－次级线圈电感；

I1p（θ）－次级峰值电流瞬时值；

Uo－变换器的直流输出电压（假定是稳定的）； Uf－输出二极管正向压降。

因为系统工作在临界连续模式，导通时间与截止时间之和等于开关周期

TTonToffL1I1PUpUp1sin()UR （4）

其中UR=n(Uo+Uf)称为反射电压。

开关频率fsw1/Tsw，所以，随着电网电压瞬时值变化

UpL1I1Pfsw11UpURsin()

在正弦波的峰值（sin(θ)=1）达到最小值

UpL1I1Pfsw

1U1pUR （5）

为保证正好工作在临界连续模式，在最低电网电压计算的是式（5）值必须大于L6561内部启动器频率（≈14kHz）。为达到此要求，应适当选择初级电感L1值(不超过以上的)。实际上，为减少变压器尺寸，通常选择最小频率远高于15kHz，就是说25~30kHz，或更

高，以使得需要的L1不需要严格的公差。

占空比是导通时间与开关周期的比值，它随瞬时电网电压改变（因为Toff变化 ），式（2）除以开关周期

TonTsw11UpURsin()D （5’）

式（2）和（4）分别表示Ton和压，I1p趋于零时可以简化。在实际电虑Ton不可能低于一个最小量，周期值（典型为0.4~0.5μs）由L6561内MOSFET截止延迟。

图3 高PF反激电流波形

Tsw，特别是输入高

路工作中，必须考也是如此。此最低部延迟加上

当达到此最小值时，每个周期存储的能量短时间超

过负载需要的能量。于是控制环路使得某些周期丢失，以维持长时间能量的平衡。当负载这样低，需要丢失许多周期，漏极电压振铃幅值如此小，以至于不能触发L6561 的ZCD功能块。在这种情况下，IC内部启动器将开始一个新的开关周期。

某些情况占空比与此相似，式（5’）中当电网电压过零时θ＝0就是如此。实际电路中存在许多寄生效应引起Ton和Toff不遵循式（2）和（3）。但对整个工作的影响是可以忽略的，因为在过零处处理的能量非常小。

下面，将用Kv表示峰值电压Up与反射电压UR之比：

KvUpUR

能量关系

除了周期之外，以上表示为时间关系的所有公式与传递的功率有关，就是表示在以上方程中的I1P，即在初级正弦波电压峰值时的初级峰值电流。

下面的关系将I1P与输入功率Pin联系在一起，并用以说明时间关系和计算所有环路电流。

初级电流I1(t)是三角形,并仅在开关导通时间流通，如图3中三角波。正如先前公式（1）所描述的，在每个半周期，这些三角波的高度随瞬时电网电压变化：

I1pI1Psin()

它们的宽度是常数，但它们其余时间随式（3）给出量改变。

请注意初级“fL”时间刻度，整流桥以后的电流Iin（θ）是整个开关周期每个三角波的平均值（图3中粗黑线）：

sin()11I1pDI1P221Kvsin()

Iin

在图4a中示出不同Kv一个周期的偶函数关系，两倍于电网频率，因为是桥式整流，没有负的。相反，从电网抽取得电流是式（6）的奇函数，以电网频率变化，如图4b所示。

实际上，可以认为滤波作用消除了整流桥前电流的开关频率分量，以至于主电网可以看作仅是平均值。对于Kv＝0电流是正弦波，但随Kv增加，电流偏离理想正弦波愈严重。因为Kv不是0（反射电压需为为无穷大）,反激变换器即使在理想情况下也不能达到功率因数1，和Boost变换器不同。

为了简化以下的计算，在考虑的θ∈[0,π]由sin()中可以消除绝对值，并且， 假定不同的函数定义为奇或偶，与其物理规律有关。

在整个电网半周期内可以计算输入功率Pin为Ui(θ)×Iin(θ)的平均值：

图4a 初级电流 图4b 电

网电流

1sin2()PinUi()Iin()U1PI1P21Kvsin() （7）

引出以下的函

数是有利的

F2(x)10sin2()d1xsin() （8）

以不同变量x的作为函数图如图5所示。

虽然式（8）的积分存在接近的形的，而对于实际应用，更加方便提供一似：

式，但不是很方便个‘最好拟合’近

0.51.4103xF2(x)10.815x

图5 高PF反激特征函数：

F2(x)图

式（7）考虑到式（8），可以计算

2PinUpF2(Kv)I1P：

I1P

它是假定最小电网电压最大值。

用于估算初级功率损耗总初级电流的有效值，考虑到每个三角波电流有效值I1(t)，并在电网频率半周期内平均计算如下：

I1rmsF2(Kv)121sin2()I1p()DI1PI1P331Kvsin()3 （9）

用以区别变压器中直流和交流损耗的初级电流的直流分量，是Iin（θ）在整个电网半周期的平均值

I1DC1sin2()Iin()I1P21Kvsin() （10）

考虑以下的函数

F1(x)sin()11xsin()0sin()d1xsin()

式（10）可以重新写为

1I1PF1(Kv)2

I1DCF1（x）实际应用时，用以下公式不是精确表达式:

图6 高PF反激特征函数：F1(x)图

最好近似拟合，而

0.6374.6103xF1(x)10.729x

至于次级电流I2(θ)，它是一系列与初级电流互补的三角波（图3中白色）。它是两倍电网频率,再次在整个开关周期内平均：

11sin2()Io()I1p()(1D)I1PKv221Kvsin() （11）

像初级电流（式（6））一样，式（11）也是没有负的周期偶函数。

按照假设3），I2p＝nI1p.考虑更加实际情况，（次级峰值电流稍微小于nI1p，这是因为变压器损耗和其它非理想），可能由变换器输出电流直流值Io来的I1p.它是设计资料之一。

式（11）的平均值在一个电网半周期对Io平均，可以得到

2IoKvF2(Kv)

I1P

次级总有效值电流计算如下：

I2rmsKv12sin3()I2p()(1D)I2P331Kvsin() （12）

现在将导出高PF反激变换器第3个特征函数

sin3()1F3(x)1xsin() sin3()0.4245.7104x01xsin()d10.862x

x用此定义，可将式（12）表示为

I2rmsI2PKvF3(Kv)3

对于初级和次级边，电流的交流分量计算

可以用通用的关系

22IiACIirmsIiDC （i=1,2）

图7 高PF反激特征函

数：F3(x)

功率因数PF和总谐波失真THD

在假设电网电压正弦波的情况下，功率因数可表达为

PoUrmsIrms1Irms1SUrmsIrmsinIrmsin

PF （13）

其中 Po－有功功率；

S－视在功率；

Urms－电网电压有效值；

Irms1－基波电流有效值（与电压同相）；

Irmsin－输入电流有效值（6）。

可以计算式（13）分子Irms1：

PinP2inUrmsUp

Irms1 （14）

值得注意的是Irms1≠Irmsin。实际上，由于开关频率，式（9）也包含能量分配，而式（13）－并且因此还有Irmsin－仅提供频率量。Irms1是有效值（6），定义为

Irmsin112Iin()I1P20sin()d1Kvsin()2 （15）

将式（14）和（15）带入（13），得到PF的理论表达式（注意到仅与Kv有关）。在PF图8中指出如何保持十分接近1.对于实际应用，PF可以近似表示为

PF(Kv)18.1103Kv3.4104Kv2 （16）

很明显是非常不理想的，在定到，实际PF比式（16）的理论值输入电压轻载时更是如此。

时调节一节中提要低，特别是在高

电网电流总谐波失真THD定

图8 高PF反激变换器理

rmsn义为

THD%100I2Irms1

率因数

其中 Irmsn－是n次谐波的有效值。仍假定电网输入电压是纯正的正弦波，THD与功率因数的关系为

THD%10011PF2

图9示出了THD与Kv的关系。压，当电网电压建立时，失真减少。

对于给定的反射电

变压器

图9 THD与Kv关系

变压器设计是一个复杂的过步骤：选择磁心材料和几何形状，

程，包含以下几个决定最大峰值磁通

密度（是磁芯饱和还是损耗），决定磁芯尺寸，决定初级和次级线圈（匝数和导线规格），以及计算达到要求的电感需要的空气隙。此外，还要考虑满足安全要求的合理组装，磁耦合最好和最小高频寄生效应，这里还没有提到特定应用一些。

开始设计变压器需要一些参数。初级（最大）电感由式（5）计算如下：

2Up1F2(Kvmin)minL21KvminfswminPinmax

或简单从图10求得，图中1W输入功率,不同Kvmin和两种典型输入电压，初级电感与频率fswmin关系。图10纵坐标为mH，被最大输入功率除，得到给定应用的实际初级电感量。

初次级匝比计算如下：

URUoUf

n

在能量关系一节中计算了电流峰值和有效值，设计可以和一般反激变压器一样j进行，不必考虑特别的步骤。

总之，作为用来

图10 初级需要的最大电感

选择磁芯，需要决定最低要求磁芯面积乘积（线圈窗口面积乘

以磁芯有效截面）两个公式：

1.316

APmin460Pinf(1K)F2(K)vvswmin （17）

APmin480Pinf(1K)F2(K)vvswmin1.5852JH(Kv)fswminJE(Kv)fswmin0.66 （18）

式中 JH(Kv)和JE(Kv)是磁芯磁滞和涡流损耗有关的函数，近似拟合公式分别如下：

1.871.26Kv10510.55Kv

JH(Kv)

和

1.881.06Kv101010.34Kv

JE(Kv)公式（17）是假定磁芯中最大芯饱和，而所有变压器损耗集（18）假定磁芯损耗磁通密度含磁芯损耗和线圈损耗各一半。

图11 应用于30W所需的最

两个公式公同假设为：

小变压器AP

峰值磁通密度受磁中在线圈上；公式摆幅，同时总损耗包

1. 材料为典型的功率铁氧

西门子N67或相似规格），饱和磁通密度在0.3T以上；

体（菲利普3C85，

2. 窗口利用系数为0.4,即铜线占窗口总面积40％，其余是绝缘，爬电距离，安全间

隙占据的空间；

3. 初级和次级导线与相等的有效值电流密度成比例；

4. 磁芯和/或铜损耗引起30℃热点温升（没有强迫通风）；

5. 在考虑到频率范围，忽略集肤和临近效应。

对于给定fswmin,使用两个公式（用最低电压下Kv）试算，并取结果的最高值。在此功率水平，45kHz，以磁芯损耗选择磁芯。

在图11中，由式（17），（18）计算的较高值画出不同Kv值与fswmin的关系。考虑30W输出功率，预计效率85%。

箝位网络

通常用RCD网络由于变压器漏感引起的过电压尖峰，如图12所示。如果在轻载时，希望最小功率损耗，采用稳压二极管（或瞬态抑制管）箝位（图12b）可能有好处。

考虑RCD箝位，假定一个过压值ΔU这样来选择电容（习惯上选择整流电压的一半），截止时绝不能超过MOSFET电压定额。由能量平衡关系，可以得到

CminL1sI12PmaxU(U2UR)

其中L1s－漏感，如果工艺上保证，它1~3%。

2PinmaxUpminF2(Kvmin)

图12a RCD箝位

是初级电感的

I1Pmax

是ESR很低的聚丙

图12b 稳压管（瞬态抑制管）箝位

不要低于整流电压

电容吸收最大电流尖峰，并因此它应当烯或聚苯乙烯薄膜电容。

在每个开关周期开始时电容上电压决来选择最小电阻

1fswminCln(1U)UR

Rmin

电阻的功率定额用整流电压和漏感能量来估算：

2UR1PR(1KVmin)F2(Kvmin)L1sI12PmaxfswminR2

阻断二极管不仅是很快恢复型，而且还应当很快导通时间。事实上，瞬态正向导通压降产生一个尖峰，超过ΔU，这必须很小。二极管的重复峰值电流定额应等于I1P，同时击穿电压大于Upmax＋UR。

如果使用稳压管或瞬态抑制管，箝位电压近似为击穿电压。事实上，峰值电流十分小，

由于动态电阻的过压可以不计。击穿电压考虑温升的漂移将是

U(BR)UCLURU

稳态功率损耗必须至少为

PtrU(BR)2(U(BR)UR)(1Kvmin)F2(Kvmin)L1sI12Pmaxfswmin

这里不设及它的峰值功耗，因为定义1ms功率脉冲（典型漏感去磁小于1μs）

作为阻断二极管，和RCD一样要加上。

输出电容

输出电容用来克服次级电流动交流分量（参看图3）。

此外，为达到合理高的PF，电压控制环路是很慢的（典型带宽低于100Hz）因此，在输出电容上出现很大的电压纹波。此纹波是二次谐波。

它与高频三角波有关，并几乎完全由输出电容的ESR决定，而电容抗纹波可以忽略。出现的正弦波峰点最大幅值为

(HF)UoI2PESR

纹波的二次分量与两倍电网频率包络有关，同时不像高频分量取决于电容量大小，而

ESR压降可以忽略。

为了计算此分量的幅值，仅考虑式（11）的基波分量，两倍电网频率，实际上，高次谐波（偶次）的幅值非常小，电容阻抗随频率增高减少。

按照傅立叶分析，式（11）基波（峰值）分量为

Io2I2PKv0sin2()cos(2)d1Kvsin()

于是定义以下函数

H2(x)10sin2()cos(2)0.251.5103xd1Kvsin()11.074x （19）

可以表示为

H2(Kv)F2(Kv)

Io2I2PKvH2(Kv)2Io

因为积分结果是负值，需要取式（19）绝对值，因为谐波反相180°。最后，低频输出纹波峰峰值为

1H2(Kv)IoF2(Kv)fCo

Uo2Io2Z2f(Co)

在大多数情况下，为满足纹波要求选择电容之后，要ESR足够低，使得高频纹波可以忽略。

乘法器偏置和检测电阻选择

将输入电压电阻分压送到3脚MULT端作为初级峰值电流参考。为了给乘法器建立适当的工作点，建议按以下步骤进行。

首先，选择VMULT最大峰值UMULTmax.此值出现在最大输入电压时应当在很宽电网电压为2.5~3V，在单输入电压时为1~1.5V。最小值出现在最低电压

UMULTpminUMULTpmaxUpminUpmax

此值，保证最小ΔUCS/ΔUcomp相乘将给出乘法器最大峰值输出电压

Ucxp1.65UMULTpmin

如果Ucxp超过电流检测线性范围（1.6V），以较低的UMULTpmax值重新计算。

这样，分压比应为

KpUMULTpmaxUpmax

而各电阻值可以用通过它的电流来选择，数百μA，或更少，减少功率损耗。

连接在地与MOSFET之间的检测电阻，L6561测出初级电流，计算如下

RsUcxpI1Pmax

电阻的功率损耗为

F2(Kv)3

PsRsI12Pmax控制环路闭环

基于L6561高PF－反激变换器控制闭环表示在图13中。

不像一般的变换器，在这样的调节器中，控制环路带宽很窄，在给定电网周期内维持Vcomp如同原先假定的为相当良好的常数。这样才能保证高的PF。换句话说，它不可能达到很高的（>0.99）PF，因而它没有Boost PFC意义上很窄的带宽（<20Hz）。这降低了对电网和负载的瞬态响应而没有任何优点。于是在两者之间折中。

为了借助图13方框图传递函数，控制环路窄带宽可以假定控制作用发生在不同量的峰值。L6561的误差放大器（E/A）补偿如图14所示。于是，传递函数G1(S)是：

G1(s)VcompUER71s(C2R8)R61sC2(R7R8)

极点位于很低的频率，以使得在两倍电网频率处增益远小于1，而零点位于开还增益过

零附近来提升相位，以保证相位裕度。

由于电网和/或负载变化变量ΔVcomp，在乘法器输出端修正整流正弦

图13 L6561控制环路方框图－基于 高PF反激

波电压的幅值Ucx。考虑这些，乘法器

方块的传递函数为

UcxKMKpUPVcomp

G2

其中KM是乘法器的增益（＝0.75max）

图14 误差放大器的补偿

其中Rs－是检测电阻。

G3包含电流环的PWM的增益简化为：

I1P1VcxRs

小信号分析指出，功率级增益为

G4(s)

UonKvF2(Kv)Ro1s(CoESR)RoI1P(Kv)121s(C)o(Kv)1)

其中函数Γ(x)定义如下：

xdF2(x)10.01xF2(x)dx10.8x

(x)1反馈网络可以有不同的结构，与输出电压要求的公差和调节有关。这里仅考虑普通的结构。使用光耦作为初级与次级电气隔离，TL431一个价廉的参考电压和放大器，装在一个3脚封装里。

增益H(s),在两倍电网频率是很低的。事实上，输出电压纹波十分高，高增益动态饱和431和/或光耦，此外得到很窄的带宽是很复杂。

参考图15，可以写为：

RR1sC1(R1R3)UE156CRTUoR4R5R6sC1R1

H(s)

其中CTR是光耦传输比。

在设计控制环路时，首先选择光耦输出晶体管工作电流Ic。选择较低数值（即1mA）好：这不仅延长器件寿命，而且在目前情况，对两倍电网频率保持反馈网络低增益。

因为在闭环工作时，UE的静态值在2.5V附近（L6561误差放大器内部基准电压），R5为

R52.5Ic

即使在最坏情况，因参数的离散性，执行TL431功能Uk大约2.5来选择R4。

Uo12.5CTRminR52.5

即CTR最小为正确

R4图15 反馈网络和误差放大器的连接

其中1V是光耦两端典型压降。对于根据要得到的输出电压选择R1和R2：

U2.52.5;R1oR2IR22.5低增益使R4最大。

R2

其中2.5是TL431内部基准电压，IR2是流经R2的电流。

为在两倍电网频率低增益，H（s）零点将位于100Hz以下，R3比R1小4~5倍。这就得到C1值。

这样来选择R6：叠加在UE上的两倍电网频率的纹波不要干扰L6561动态过压保护（进入COMP 脚40μA）。近似为

R5CTRmaxUoR440106

R6R5

以误差放大器输出在所有动态偏摆范围选择R7。最后，调节R8和C2使开环增益交越频率在高PF和可以接收的瞬态响应之间折中，也保证足够的相位裕度。

与R1并联的任意电容（在μF范围）起软启动功能，避免建立输出时电压过冲，特别是轻载。两个二极管在稳态时将电容解耦，使它不干扰回路增益，并在变换器关机时提供放电通路。

计算实例

这里将介绍基于L6561，高PF反激变换器逐步设计例子以供参考。它是一个便携式30W交流适配器。实际应用和试验结果提供于后。

1. 设计规范

－主电压范围：UAcmin=88Vac, UAcmax=2Vac

－最低电网频率：f=50Hz

－直流输出电压：Uo=15V

－最大输出电流：Io=2A

－最大两倍f输出纹波：ΔU=1V峰峰值

2. 初步设计选择

－最小开关频率:fswmin25kHz。

－反射电压:UR100V

－漏感过压:U70V

－希望的效率:η=85%

3. 初步计算

－最小输入峰值电压:UpminUACmin28824120V

（在RDS(on),Rs……总压降4V）

－最大输入峰值电压:

UpmaxUACmax222373V

－最大输出功率:PoUoIo15230W

Po3035.30.85W

－最大输入功率:

Pin－峰值与反射电压比:

KvUpminUR1201.2100

－特征函数值:F1(1.2)=0.343;F2(1.2)=0.2;F3(1.2)=0.209;F5(1.2)=0.108

4. 工作条件

2Pin235.32.32UpminF2(Kv)1200.2－峰值初级电流:

I1PA

－有效值初级电流:

I1rmsI1PF2(Kv)0.22.320.67533A

－峰值次级电流:

I2P2Io2213.1KvF2(Kv)1.20.2A

－有效值次级电流:

I2rmsI2PKvF3(Kv)0.20913.11.23.7933A

5. 变压器

－初级的电感:

L1Upmin(1Kv)fswminI1P120940(11.2)251032.32μH

－初级与次级匝比:

nUR1006.41(UoUf)150.6

由图11插补法，所需的AP大约是0.5cm2。选择材质3C85,ETD39磁芯。由相关的资料，得到1mm气隙，初级90匝，初级电感量大约970μH。次级14匝，匝比为6.43,很接近设计目标。预计ETD39的热阻为26℃/W，热点温升30℃,最大功率损耗（假定都是铜损）是1.15W（一半损耗在初级，一半损耗在次级）。这要求初级电阻不大于1.26Ω,次级不大于40mΩ.初级导线为27#（直径0.4mm）线，次级用5股27#线满足要求。初级分成两个45匝串联而次级位于其间，以减少漏感。

6. 选择MOSFET

－最大漏极电压:

UDSmaxUpmaxURU373100703V

选择600V器件，留有余量。这将减少栅极驱动和电容损耗。假定MOSFET损耗输入功率达5%，仅仅是导通损耗，并且高温时导通电阻RDS（on）加倍，25℃时RDS（on）应大约为2Ω。选择STP4NA60（ RDS（on）＝2.2Ω）。

7. 整流二极管

－最大反向电压:

UDRmaxUpmaxnUo3731573.26.41V

100V肖特基二极管减少损耗。按其电流定额，假定可以40%峰值电流：IF＝0.4I2P＝0.4×13.1＝5.2A。选择STPS8H100D是合适的。由相关的资料，估计功率损耗为：

22PD0.48Io0.013I2rms0.5520.0133.791.15W是可以接受到。

8. 输出电容选择

最小容量满足120/100Hz纹波要求：

I1H2(Kv)0.1082o17fF2(Kv)Uo3.14500.21CominμF

3个2200μF电解电容并联，其ESR足够低，考虑到高频纹波可以忽略，且足够的交流纹波电流能力。

9. 箝位网络

使用恰当的结构技术，漏感可以减少到初级电感到2%这样小，本例中20μH。选择瞬

态抑制箝位。箝位电压是UCL＝UR+ΔU＝100+70=170V。稳态功率损耗预计在2W。选择P6KE170A瞬态抑制管。阻断二极管是STTA106.

10. 乘法器偏置和检测电阻选择

假定乘法器输入为峰值是2.4V（UAC＝2V）

（MULT，3脚）在最小电网电压时峰

图16 使用L6561的30W高PF反激：电气原理图

值为UMULTpmin=2.4×88/2=0.8V，被乘法器最大斜率1.65乘，在电流检测端得到峰值电压1.32V（CS，4脚）。因为线性度（1.6V）没有超过，可以接受。于是分压比

2.4/(22)6.43103。考虑分压器电流为120μA，下电阻为20kΩ，上电阻为3MΩ。检

2I1测电阻不超过1.32/2.32＝0.57Ω（选择0.5Ω），其功率定额0.5×P＝0.5×

0.6752=228mW。

11. 反馈和控制环路

选择东芝光耦4N35。晶体管静态集电极电流选择1mA。对于光耦资料得到1mA静态电流，二极管电流近似在1mA～2mA之间（0.5发射极电阻2.4kΩ，将得到希望的集电极电流。于是偏置电阻应满足不等式

151.22.50.52.45.42.5R4选择R4=5.1kΩ。作为输出分压器，对于R2=2.4kΩ，上电阻R1＝12kΩ。选择R3=2.2kΩ,对于C1=1μF，零位于70Hz，可以接受。R6应当大于

2.41032.4115.140106＝14kΩ。选

择R6=20kΩ。通过选择R7=39kΩ，R8=9.1kΩh和C2=220nF，使得开还交越频率和相位裕度分别50Hz和42°.

此应用的整个电路图如图16，图17 给出结果数据，图18示出某些波形。

图17 使用L6561的高PF反激：预计结果

Uin=90V, Po=30W

左：峰值初级电流包络

右：上迹：电

图18使用L6561的高PF反激：原理波形

网电流；下迹：低频初级电流

参考文献：略